В полумостовых преобразователях на нитрид-галлиевых транзисторах (GaN HEMT) бутстрепная схема остаётся наиболее компактным и экономичным способом питания драйвера верхнего плеча. Однако физика обратной проводимости GaN-транзисторов радикально отличается от кремниевых MOSFET, что при неправильном проектировании приводит к опасному перезаряду бутстрепного конденсатора во время мёртвого времени. Настоящее руководство, основанное на официальном документе Novosense AN-15-0022, описывает математическую модель установившегося напряжения на выводе HB-HS драйвера NSD2123 и правила расчёта внешних компонентов.
1. Проблема перезаряда бутстрепного конденсатора в GaN-полумосте
У кремниевого MOSFET падение напряжения в режиме обратной проводимости во время мёртвого времени определяется встроенным антипараллельным диодом и составляет около V_SD ≈ 0,7–1,0 В. У нормативно-закрытого (e-mode) GaN-транзистора встроенный p-n диод отсутствует: обратный ток течёт через двумерный электронный газ (2DEG), когда напряжение затвор-исток превышает пороговое в обратном направлении, поэтому падение напряжения исток-сток в мёртвое время составляет:
- V_SD(GaN) = Vth + V_GS(off) + I_load × R_DS(rev) ≈ 2,0…3,5 В (а при больших токах — до 4,5 В).
- В течение мёртвого времени, когда оба ключа закрыты и индуктивный ток нагрузки замыкается через нижний GaN-транзистор, потенциал средней точки полумоста HS проваливается ниже земли на величину −V_SD(GaN) = −2,5…−4,0 В.
- Если в этот момент бутстрепный диод открывается от шины питания драйвера VDD = 5,0 В, бутстрепный конденсатор C_BOOT заряжается до напряжения V_HB-HS = VDD + V_SD(GaN) − V_F(boot) ≈ 5,0 + 3,5 − 0,5 = 8,0 В, что превышает предельно допустимое напряжение затвора GaN-ключа (+6,0…+6,5 В) и ведёт к немедленному пробою затвора верхнего транзистора.
2. Архитектура активного ограничения бутстрепного напряжения в NSD2123
Полумостовой 110-вольтовый GaN-драйвер NSD2123 решает проблему перезаряда на аппаратном уровне за счёт встроенного интеллектуального бутстрепного ключа:
- Вместо обычного неуправляемого диода между выводами VDD и HB интегрирован управляемый высоковольтный ключ со схемой активного контроля разности потенциалов (V_HB − V_HS).
- Как только напряжение на бутстрепном конденсаторе достигает порога стабилизации (около 5,1–5,2 В), внутренний зарядный ключ автоматически запирается даже при отрицательном выбросе потенциала узла HS во время мёртвого времени.
- Благодаря этому напряжение управления верхним затвором V_HO-HS остаётся строго стабилизированным на уровне 5,0 В при любых токах нагрузки и длительностях мёртвого времени.
3. Расчёт минимальной ёмкости бутстрепного конденсатора C_BOOT
Установившееся напряжение на конденсаторе C_BOOT за период коммутации T_sw определяется балансом заряда, потребляемого затвором верхнего GaN-транзистора и собственными цепями верхнего плеча драйвера:
- Суммарный заряд за такт: Q_total = Q_G(GaN) + (I_HB_quiescent × D_max × T_sw) + Q_level_shifter.
- Допустимая пульсация напряжения на C_BOOT: ΔV_BOOT ≤ 0,15…0,25 В (чтобы гарантировать работу выше порога блокировки при пониженном напряжении UVLO верхнего плеча V_HB_UVLO ≈ 3,8 В).
- Формула выбора ёмкости: C_BOOT ≥ Q_total / ΔV_BOOT. С учётом температурного и DC-bias снижения ёмкости керамических конденсаторов X7R/X5R рекомендуется выбирать номинал C_BOOT ≥ 10 × C_G(GaN) (типовое значение от 47 нФ до 220 нФ, напряжение не менее 16 В, типоразмер 0402 с минимальной паразитной индуктивностью).
- Конденсатор развязки шины питания драйвера C_VDD должен иметь ёмкость не менее 10 × C_BOOT (обычно 1,0–2,2 мкФ керамика X7R) и располагаться вплотную к выводам VDD и GND микросхемы NSD2123.
4. Полная документация
Источник: Application Note AN-15-0022 (PDF) · открыть материал на novosns.com
